Siden november 1994 har Scambusters. org hjulpet over elleve millioner mennesker til å beskytte seg mot svindel. Scambusters er forpliktet til å hjelpe deg med å unngå å bli tatt av farlige internett-svindel, frustrerende spam, utrolige identitetstyveri og andre listige offline og online svindel. Er du frustrert og overveldet av alle svindelene, spam og annet søppel du ser hver dag på Internett og i e-postkassen Ønsker du at du hadde en måte å vite sikkert, hva er ekte og hva er det ikke? Hvis du har det, har du kommet til det rette stedet. Mitt navn er Dr. Audri Lanford, og jeg ønsker deg velkommen til Scambusters. org. Min mann Jim og jeg opprettet Scambusters. org som en endelig ressurs fordi dessverre, som vi hører hver eneste dag, er smart, ikke nok til å beskytte deg selv og din familie. Hva å gjøre først. Det første vi anbefaler at du gjør, er å abonnere på vårt gratis email nyhetsbrev ved å skrive inn din e-postadresse i boksen til høyre. Du vil bli med over 80.000 smarte abonnenter som hver onsdag får de viktigste nyhetene, trender og svindel å unngå. Deretter anbefaler vi deg å utforske. Du finner mange flotte gratis ressurser her på hvordan du unngår de mest populære svindelene, identitetstyveri-trusler og urbane legender som gjør rundene. Nedenfor er vårt nyeste råd. Til høyre finner du våre mest populære artikler. Og hvis du ser etter en bestemt svindel, kan du bruke Søk-fanen øverst til høyre på hver side. Sjekk ut hvorfor The Wall Street Journal, The New York Times, NPR, ABC, CBS, NBC, CNN, CNBC, MSNBC, Forbes, Consumer Reports og så mange andre har anbefalt ScamBusters for nyttig, praktisk og pålitelig informasjon om identitetstyveri, Internett svindel, kredittkort svindel, phishing, lotteri svindel, urbane legender, og hvordan å stoppe spam. Nylige svindel og advarsel VinylTrak153 Phono Preamp VinylTrak153 phono preamp er et høypresterende preamp for bevegelige magnet (MM) og bevegelige spole (MC) patroner som er beskrevet i Volume 4 of Linear Audio 1. Designet inkluderer en valgfri implementering av RIAA utjevning som utgjør de vanlige RC-patronens lastjusteringer og den høyfrekvente elektriske resonansen som de er tilknyttet. Den komplette VinylTrak153 preamp er beskrevet i dybden i Volume 4 of Linear Audio (lineaudio), september 2012. Materialet som presenteres her, er ment å være tillegg til VinylTrak153 preamp artikkelen. Den artikkelen bør leses først, da den inneholder de fleste tekniske detaljer i designet. Flyttende magnetfonokassetter er billigere og mer praktiske enn MC-kassetter, men deres ytelse er begrenset av høyfrekvensrespons og høyfrekvent resonans. VinylTrak153-forkampen inneholder en annen tilnærming til å oppnå 75us høyfrekvent RIAA-avrulling som eliminerer patronens elektriske resonans og utvider den elektriske HF-responsbrønnen i ultralydsområdet. De konvensjonelle R - og C-patronbelastningselementene erstattes av en enkelt justerbar patrondempingsmotstand for å tilpasse forkampen til patronens induktans. Forkampen inneholder også konvensjonell RIAA-utjevning for MM-kassetter. De svært forskjellige impedansene til MM og MC-kassetter gjør tilnærminger med delte inngangsforsterkere suboptimale. MM og MC preamps i VinylTrak153 er helt separate. Dette tillater hver funksjon å bli optimalisert for sin anvendelse. MM og MC forkaster både bruk JFET-dobbelte foldede cascode differensial inngang forsterkere uten negativ tilbakemelding. Inngangsforsterkerne er DC-koblet til patronen. En diamantbuffer fullfører inngangsforsterkeren. Forvrengning uten tilbakemelding er svært lav på grunn av de små signalnivåene. Høyfrekvent overbelastningsmargin er veldig bra fordi 75us RIAA-tidskonstanten er implementert som en shuntbelastning i første fase. Overbelastning er myk på grunn av bruk av JFETs og fravær av negativ tilbakemelding i første fase. JFET-inngangene gir mye høyere EMI-immunitet enn bipolare design. MM inngang forsterkeren bruker en Linear Integrated Systems LS844 dual JFET og oppnår 5 nVrt Hz inngangsstøy. JFET-inngangene eliminerer praktisk talt patroninteraksjon. MC-inngangsforsterkeren bruker fire Linear Integrated Systems LSK389 dual JFETs og oppnår 0,75 nVrt Hz inngangsstøy. Dette er veldig bra for en differensiell JFET-inngang. En spesiell krets tilnærming brukes til å tillate parallellisering av JFET differensialpar uten å introdusere høyfrekvent ustabilitet. Begge preamps er DC-koblet og inkluderer en DC servo for styring av offset. Det er ingen elektrolytkondensatorer hvor som helst i signalveien. Utgangsfunksjonalitet inkluderer en balansekontroll for å kompensere for patronkanalfeilpasning, et svitsjt lavfrekvent venstre-høyre signal slås sammen for å dempe vertikal flak, en svitsjd tredje rekkefølge Butterworth subsonisk filter og balansert utganger. Et L-R-signal kan sendes til utgangene for å hjelpe til med balansejustering ved hjelp av et monospor eller en midtkanal-stemme. L-R-utgangsmodus kan også være nyttig når du stiller inn anti-skøyter. 2. VinylTrak153 preamp-funksjoner: Uavhengige MM - og MC-forforsterkere JFET MC og MM-inngangsfaser uten NFB DC-koblet patrongrensesnitt og signalbane DC-servostyring av forskyvning Balansert og enkeltutgangseffekter Valgfri fuktpatron RIAA EQ for MM-patroner LF mono flette for vertikal fladderavvisning Tredje ordre subsonisk filter Venstre høyre balansekontroll Valgbar LR-utgang for balanse og skøyteoppsett 3. Designoppdatering: Transistorendring Mange av små signaltransistorene er endret fra 2N55512N5401 til 2N50892N5087. Det ble oppdaget at de originale transistorene var ansvarlige for noen av preamp-støy, hovedsakelig på grunn av deres baseinngangsstøystrøm. Denne endringen forbedret preamp SN for både MM og MC kretsene. I MM-inngangsforsterkeren inkluderte disse Q5 til Q14. I MC-preampen inkluderte disse Q23-Q26 og Q28-Q33. 4. Designoppdatering: Gjeldende speilforandring Wilsons nåværende speil som brukes i inngangsforsterkerens VAS-kretser, ble erstattet med et konvensjonelt tre-transistor-hjelpespenning. Denne forandringen syntes å forbedre støyen i MM - og MC-kretsene. De reviderte gjeldende speilene er vist i figur 1. 5. Kontrollkrets Space tillot ikke å vise skjematisk for styrekretsen i Linear Audio-artikkelen. Kontrollkretsen er først og fremst ansvarlig for mute-avstenging og hurtig avstengning for å hindre at noen støter på utgangen til den DC-koble forkampen. Denne kretsen overvåker også utgangene for likestrøm og demper utgangen i tilfelle likestrøm ved utgangene som ville oppstå som følge av en kretsfeil. Denne kretsen shorts også MM-patroninngangene under stum. Kretsen er vist på figur 2. U1 og U2 er quad komparatorer med åpen kollektorutganger. U1 er innrettet til å trekke sin parallelle utgang ned hvis en likspenning større enn 50mV av enten polaritet detekteres på den varme siden av forforsterkerutgangen. R1 og C1 gir en lavpassfiltreringsfunksjon for å hindre full amplitude lydsignaler ned til ca. 10Hz fra feilaktig utløsning av en DC utgang indikasjon. Diodene D1 og D2 beskytter den polariserte elektrolytkondensatoren C1. Som det vil sees i et øyeblikk, når utgangen fra U1 trekkes lavt, startes en demp. U2 utfører mute-funksjonen. Når strømmen påføres, må R10 lade C5 til 10V fra en utladet startspenning på -15V. Dette tar omtrent 5 sekunder og gir tid til DC-servostyrene å stabilisere seg fullt ut. Hvis DC registreres ved utgangen av U1, vil nedtrekkingen av U1 hindre C5 fra å bli ladet. Når spenningen på C5 når 10V, vil U2B trekke utgangen lavt og aktivere de serieforbundne reléspolene. Disse er 4,5 V reléer. Strømbegrensende motstander i begge ender av reléstrengen beskytter U2B og 15V-forsyningen ved kortslutning. En rask avstengning er implementert av Q1 og U2A. Ved oppstart, blir C3 raskt ladet gjennom D5 til ca 19,3V. 20V strømforsyningsspenningen før strømforsyningsregulatoren faller ganske raskt når strømmen avbrytes. C3 holder emitteren til Q1 ved 19.3V mens spenningen ved Q1s base faller med den rå strømforsyningsspenningen. Dette slår på Q1 før strømforsyningsregulatorene faller ut av regulering. Det tar i sin tur raskt C4 fra -15V til -10V terskelen til U2A. Dette fører til at U2A trekker ned sin utgang, tømmer C5 og starter en stum. C4 reduserer tendensen til at strømbryteren aktiveres hvis det oppstår en veldig kort dråpe i strømnettet på grunn av at et annet utstyr slås på. Reléer K5 og K6 maler de varme og kalde utgangene til begge kanalene når de ikke er tilkoblet. Relé K1, som er plassert på MM-preampkortet, begrunner MM-patroninngangene når den ikke er tilkoblet. Det tjener til å beskytte den DC-koplede kassetten fra strøm som ville strømme i det usannsynlige tilfelle at en inngangs JFET-port ville bli kortsluttet til sin kilde eller drenering i en feiltilstand. Strømforsyningen ble heller ikke vist i LA-artikkelen. Strømforsyningen består av en hovedforsyning og en rekke lokale aktive kapasitansmultiplikatorfiltre. Hovedforsyningen gir 16V fra LM317337 regulatorer. BJT-kapasitansmultiplikatorene faller litt mer enn en Vbe, og bringer spenningsspenningene på platene ned til ca. 15V. Skjematisk for hovedstrømforsyningen er vist i Figur 3. Det er ganske konvensjonelt, med en liten dreieformet transformator og ved hjelp av høyhastighets likriktere i broen. Tilførselen inkluderer generøse mengder reservoarkapasitans i et pi-filterarrangement foran de 3-terminale regulatorene. Den komplette forforsterkeren trekker omtrent 200mA fra denne forsyningen. Strøminngangen inkluderer en sikringsbryter for sikkerhetsbrytere for å redusere systemens jordsløyfer. Jorden er ødelagt av R7, en 10 ohm motstand. I tilfelle en feil, vil den store broens likeretter hindre at sikkerhetsbanen og kretskortet kommer fra hverandre ved mer enn ett diodefall. Hver signalbanekretsblokk i forkampen er drevet fra et sekundært punkt-for-last aktivt kapasitansmultiplikatorfilter. Til sammen 20 av disse filtrene blir brukt. Disse filtrene demper ikke bare støyen på 16V-skinnene, men de refererer også spenningen til lokal signal bakken. Skjematisk for de aktive kapasitansmultiplikatorer er vist i figur 4. Dette er enkle emitterfølgere hvis basis er koblet til en tungfiltrert versjon av inngangsskinnen (R1 og C2). Emitterfølgerpassetransistoren opererer ved en kollektorbasespenning lik den lille dråpen over R1 som kommer fra Q1s basisstrøm. Dette er et ganske lite spenningsfall, da de enkelte kretsene som tilføres av disse kapasitansmultiplikatorer, bruker ganske små mengder strøm. Samlet sett faller hver kapasitansmultiplikator mindre enn 1 V, noe som resulterer i spenningsspenninger på ca. 15 V for at kretsen blir drevet. Diodene D1-D4 beskytter passetransistorene i tilfelle feil. Kapasitansmultiplikatorene gir 37 dB demping ved 120 Hz, og øker til over 60 dB demping fra 2 kHz til over 100 MHz. VinylTrak153 forforsterkeren kan drives av en ekstern 20V dongle strømforsyning i stedet for den interne strømforsyningen. Denne tilnærmingen holder strømnettet og dens forbundne hum og støy ute av esken. Noen ser powering av audio-lydkomponenter på linjenivå av veggtransformatorer med forakt. Hvordan kan en slik billig løsning gi en høyverdig strømforsyning som er verdt å bruke i high-end-utstyr Vel, tenk igjen. De nåværende kravene til slikt utstyr på linjenivå er forholdsvis lave, og det tillater bare ren DC, støy og EMI-fordeler, slik at bare ren DC inn i utstyrsskapet. Klasse 2-veggtransformatoren gjør det også mulig å dispensere med sikkerhetsmassen for strømforsyning, og eliminere jordsløyfer. VinylTrak153 forforsterkeren krever bare 8 watt ved 20V DC-inngangen. Den regulerte likestrømmen som leveres av dongelstrømforsyningen, reguleres på nytt til 16V ved de interne regulatorene som er vist ovenfor i figur 3. Den eksterne DC-enheten kobles ganske enkelt til utgangene til hovedbryggets likeretter. Skjematisk for ekstern dongelstrømforsyning er vist i figur 5. En ganske kraftig 20V AC, 500mA veggtransformator strømmer to halvbølge-likerettere for å opprette ca. 24V (under belastning) for å mate LM317337 3-terminale regulatorer som produserer regulerte 20V-skinner for bruk av forforsterkeren. Generøse mengder reservoarkapasitans i et pi-filterarrangement er nødvendig for å håndtere effektivt med den halvbølge-rettede rå DC. Behovet for å bruke halvbølge-rettelse med vekselstrømstransformatorer er en av utfordringene med veggtransformatorens tilnærming. Ved deres natur er veggtransformatorer dårlig regulert, slik at den rettede spenningen kan stige ganske høy under ikke-belastede forhold. Av denne grunn bør reservoar kondensatorene være vurdert til 50V eller mer. 7. RIAA-nøyaktighet og Inverse RIAA-nettverket Utjevningsfrekvensresponsen ble testet med et Lipshitz-inverse RIAA-nettverk 2, vist i figur 6. En lydoscillator med en utgang på flere hundre millivolter er koblet til inngangen til det inverterte RIAA-nettverket og utgangen av nettverket er koblet til MM RCA inngangskontakten. Det overordnede frekvensresponset på forsterkerens utgang bør da være flatt. Det er veldig viktig å først verifisere som en referanse om at kombinasjonen av oscillatoren direkte til AC voltmeteret er flatt. Nøyaktigheten av VinylTrak153-preampen var innenfor 0,1 dB uten noen ekstraordinære tiltak for å oppnå presisjon i de passive komponentene. Imidlertid ble polystyrenkondensatorene som ble brukt i preamp EQ, manuelt valgt med en kapasitansmåler fordi de ikke var spesifisert som 1 toleranse. Effekten av komponenttoleranser på RIAA EQ-nøyaktighet er viktig ved valg av toleranser for de kritiske passive komponentene som er involvert i RIAA-utjevningen. En forenklet skjematisk av VinylTrak153 RIAA equalizer er vist nedenfor i figur 7. Rl og C1 implementerer 75us tidskonstanten mens R2-R4 og C2 implementerer lavfrekvensdelen av EQ. Vi merker at 0.1 dB korresponderer omtrent til 1. Den passive aktive equalizer-topologien som brukes her isolerer høyfrekvens - og lavfrekvensutjevningsdelene, eliminerer noen interaksjoner og forenkler virkningen av komponenttoleranser. En 1 feil i R1 eller C1 skaper en EQ-feil som er liten i midtbåndet og gradvis øker til 0,086dB ved 20kHz. En 1 feil i R2 forårsaker en forsterkningsfeil på ca. 0,07dB som er flat til innenfor 0,01dB. En 1 feil i R3 skaper en EQ-feil som er liten i midtbåndet og øker gradvis til 0,074dB ved 20kHz. En 1 feil i R4 skaper en EQ-feil som er liten i midtbåndet og øker til 0,065dB ved 20Hz. En 1 feil i C2 skaper en EQ-feil som er liten ved 20Hz og i midten og stiger til maksimum 0,07dB ved 150Hz. Selv om nøyaktig RIAA utjevning er viktig, bør den holdes i perspektiv med hensyn til de mye større frekvensresponsfeilene i høyttalerne. Kanskje viktigere er RIAA-utjevningene mellom kanalene. En kanalkanalfrekvensresponsmatching kan forringe avbildning. 8. Kvasi-differensialinngang Figur 8 viser inngangsgrensesnittet fra RCA-pluggene med en ende. Fordi MM - og MC-inngangsforsterkerne i seg selv har en ekte høyimpedanssymmetrisk differensialinngang, kan vi få en fordel av det selv når en enkelt-endet RCA-plugg er ansatt. Dette gjøres ved å koble differensialinngangene over terminalene til den flytende RCA-kontakten og koble den normalt jordede terminalen til RCA-kontakten for å signalere jord gjennom en 10 ohm motstand. Dette kan bidra til å bryte bakken. Det står selvsagt at inngangsstaten gir seg perfekt til balansert XLR-phono-innganger, men plater med balanserte XLR-sammenkoblinger er sjeldne. 9. Støyprestasjon Oppdaterte støymålinger for MM - og MC-kretsene er oppsummert nedenfor, både A-vektet og uvektet i en 20 kHz båndbredde. Referansenivået for MM-forampen er 5mV-inngang, mens den for MC-forampen er 500uV. Inngangene er kortere. Moving Magnet preamp: Disse tallene sammenligner veldig gunstig med andre phono preamps. Støynivået til MC-preampen er av spesiell interesse fordi JFETs ble brukt i implementeringen av slutten. 10. Real-world-støy med flytende magnetpatron-tilkoblede Phono-forsterkere blir ikke betjent med sine innganger kortsluttet i den virkelige verden de er koblet til en patron som gir betydelig impedans ved flytende magnetpatroner (830 ohm i serie med 370mH for en Shure V15 Type V). På grunn av sin induktive komponent kan denne impedansen stige til titalls kilohms ved høye frekvenser. Som et resultat kan patronbelastningsmotstanden, nominelt 47k, bidra til en betydelig mengde Johnson-støy ved inngangen. Simuleringer indikerer at selv med en perfekt lydløs forkamp, er det oppnåelige A-vektede signal-støyforholdet med en Shure V15 Type V-kassett ca 82,5dB som et resultat av denne effekten. Det estimerte systemet SN av denne forkampen som er koblet til den patronen, er ca. 80,5 dB. Den virkelige verdens støystraff på MM-forkampen i dempet modus med en kassett tilkoblet, var feil angitt i LA-artikkelen. Dette ble hyggelig påpekt av Marcel van de Gevel 3. Den dempede modusen for RIAA-utjevning som er tilgjengelig i VinylTrak153-forkampen for MM-patroner, har en mindre verdi på patronens belastningsmotstand, og dette kan føre til et større samlet Johnson-støydempende bidrag. Denne straffen er omtrent 2,5 dB sammenlignet med den konvensjonelle form for utjevning med en 47 k belastning. Dette nummeret er for en Shure V15 Type V-patron, og er noe avhengig av den spesielle patronens spolemotstand og induktans. En liten del av straffen skyldes også at støyen fra inngangsforsterkeren ikke blir dempet så mye ved frekvenser over 8kHz ved 75us-delen av RIAA EQ. Den estimerte SN for fuktet modus ved hjelp av en Shure V15 Type V-kassett er 78dB. Det er bemerkelsesverdig at SN for MM preamps under shorted-input forholdene er nesten alltid bedre enn for sammenlignbare aktive MC preamps, ofte med omtrent 5dB. Imidlertid, under ekte forhold med en MM-patron festet, blir den mindre MM-forkampen SN sammenlignbar med den for MC-forkampen (til og med når det gjelder VinylTrak153-dempet EQ-modus). Man må også huske på at MC-patronen ikke er kortslutning. En typisk MC-patron med en 10 ohmspole vil generere 0,4 nVrt Hz av Johnson-støy. Dette vil nedbryte en 80 dB A-veid MC preamp SN med ca. 1,5 dB ned til 78,5 dB. 11. Syntetisert patronopplasting Johnson-støyen fra den vanlige 47k-patronens lastmotstand kan skape en støystrøm som resulterer i ytterligere forforsterkerstøy. Denne effekten kan reduseres ved å syntetisere 47k motstanden med negativ tilbakemelding. Hvis et invertert signal med en forsterkning på 10 er tilgjengelig, vil en tilbakemelding motstand på 517 k koblet til det punktet i kretsen skape en effektiv belastning på 47 k mens den injiserer mindre Johnson-støy. Dette er en gammel ide. En implementering finner du i 4. Dessverre var jeg i feil for å forklare den potensielle støyfordelen ved den syntetiske patronopplæringsmetoden i LA-artikkelen, som igjen påpekt av Marcel van de Gevel 3. Når det er riktig implementert, er støyen fordel av syntetisk patronbelastning kan være signifikant. De to enkle kretsene vist i figur 9 illustrerer hvordan syntetisk patronbelastning virker. I et nøtteskall brukes shunt tilbakemelding til å skape mindre impedans med høyere motstand. I (a) bruker forforsterkeren et flat-gain-inngangsstadium med en forsterkning på 10 (20dB). Dette øker signalet ut av støygulvet for følgende kretser og gir en meget høy impedansinngang for MM-kassetten. Signalspenningen over RL er lett å se på 11 ganger den av inngangssignalet. For å få det samme signalet til å strømme som med en ekte 47k motstand, må RL være 11 ganger 47k-verdien, eller 517k. Fra et støy synspunkt, men den mye høyere motstanden til 517k motstanden injiserer mye mindre støynivå enn gjorde den virkelige 47k motstand. Dermed oppstår støyfordelen. Tilnærmingen i (a) er hva jeg jobbet i en phono preamp som jeg designet rundt 1980. I mange forforsterkere inneholder inngangsforsterkeren noen eller alle RIAA-utjevningene. Dette ødelegger funksjonen til den enkle kretsen i (a). VinylTrak153 forforsterker er et eksempel på en forforsterker med noen EQ i første trinn. I slike tilfeller kan kretsen i (b) brukes. U3 oppretter bare en kopi av det nødvendige signalet som ville ha blitt opprettet hvis U1 hadde vært en flat forsterker. En slik tilnærming har vært ansatt i 4. Effektiviteten av syntetisk lasting i den virkelige verden vurderes best med simulering. Det er viktig å gjenkjenne at en grunnleggende støykilde er viklingsmotstanden til MM-patronen selv. 830-ohm svingningsmotstanden til Shure V15 Type V skaper et inngangsstøynivå på ca. 3,6 nVrt Hz, selv om det ikke finnes en patronbelastningsresistens og en hvilken som helst forsterkerstøy. Løftet om redusert støy ved belastningssyntese bringer med seg noe ekstra kompleksitet og muligheten til å miste støyfordelen i noen implementeringer. Dette er spesielt tilfelle i kretsen av (b) hvor en ekstraforsterker er koblet til den følsomme patroninngangskoden. Hvis BJT op ampere brukes til inngangsforsterkeren og replikforsterkerne i (b), viser simuleringer at deres tilførte inngangsstrøm kan negere mesteparten av støydelen fordelt på syntetisk lasting. JFET-inngangsforsterkere er best brukt på disse stedene på grunn av deres fravær av inngangsstrøm. Man kan også spørre om spenningsstøy i U2 og U3 gir signifikant støy til sluttresultatet, noe som forringer lydfordelen av lastsyntesekretsen. Simuleringer viser at dette har svært liten effekt i de fleste design der støyen fra disse forsterkerne ikke er stor sammenlignet med inngangsforsterkerens. For eksempel er det ubetydelig nedbrytning dersom inngangsforsterkeren har inngangsstøy på 5 nVt Hz og de to tilbakemeldingsforsterkerne har inngangsstøy på 8 nVt Hz. Faktisk, selv om lyden av U2 og U3 er 12 nVt Hz, er reduksjonen i støyfordel bare omtrent 0,5 dB. Dette er gode nyheter fordi det betyr at JFET op ampere kan brukes til U2 og U3 uten å gå på bekostning av støyfordelen. Selv om den ikke brukes i VinylTrak153 forforsterkeren, kan lastsynteseteknikken vise seg verdifull når den brukes på den. Simuleringer viser at det forbedrer SN i den dempede modusen med 2,4 dB til det punktet der det er praktisk talt det samme som for en vanlig EQ-tilnærming med en ekte 47 k belastning. To ting ser ut til å være ansvarlig for dette. Først eliminerer 196k-belastningssyntese tilbakemelding motstanden støystrafikken pålagt av den mindre 18k belastningsmotstanden i den dempede tilnærmingen. For det andre, siden 196k-motoren er fortsatt vesentlig større enn den virkelige 47k-motstanden i det konvensjonelle EQ-tilfellet, har den ekstra lydfordelen en tendens til å oppveie den gjenværende støystraffen for den dempede tilnærmingen på grunn av 8kHz-nullet plassert i 75us-delen av RIAA EQ . Som et interessant tillegg gjør dette arrangementet at patronbelastningsmotstanden kan justeres ved å endre forsterkningen av belastningssyntese-tilbakestillingsforsterkeren ved et lavere impedans, mindre følsomt punkt i kretsen. Dette er mulig, så lenge gevinsten som trengs for å oppnå lavest ønsket lastmotstand, ikke forårsaker en potensiell overbelastningsproblemer i belastningssyntese tilbakemeldingsforsterkeren. Hvis det er nødvendig, kan en mindre belastnings syntese tilbakemelding motstand på 100k eller 150k brukes til å redusere denne bekymringen uten å gi opp for mye SN. Det kan også være en tendens til patroner med lavere induktans, som krever mindre belastningsmotstand i den dempede tilnærmingen, for å ha mindre utgangseamplitude. 12. Støyvekting Det er bemerkelsesverdig at allestedsnærværende A-vektet støymåling ikke er helt den mest hensiktsmessige for måling av støy, spesielt i phono-forsterkere der støyspektret er svært ujevnt på grunn av RIAA-utjevningskurven. A-vektmålingsspesifikasjonen er veldig gammel, og er basert på hørbarhet av enkelttoner på forskjellige frekvenser. Det er relatert til Fletcher-Munson equal-loudness kontur på et lydnivå på 40 phon. A-vektingskurven er ikke generelt representativ for hørbarheten av tilfeldig støy som en funksjon av frekvens. Likevel er A-vektingskurven i stor grad de facto-standarden for å spesifisere signal-støyforhold i lydutstyr og i andre områder. For å bedre reflektere hørbarheten av tilfeldig støy som en funksjon av frekvens, ble ITU-R 468 vektkurven utviklet. Sammenlignet med A-vekting, reflekterer denne kurven mer kraftig fallende hørbarhet av tilfeldig støy ved frekvenser over 6 kHz. Utover 6kHz faller hørbarhet på mer enn 24dBoctave, med toppfølsomhet som forekommer ved 6kHz. Under 6kHz faller hørbarheten til 6 dBoctave. A-vektkurven og ITU-R 468-kurven har like referansehørbarhet ved 1 kHz og 15 kHz. Ved 6kHz er ITU-R 468 hørbarheten omtrent 12dB høyere enn den for A vekting. Figur 10 viser vektvektene A-vekting og ITU-R 468 sammen. Toppet i ITU-R 468-kurven ved 6kHz er ganske bemerkelsesverdig, og det er det bratte avrullingen ved høyere frekvenser. Selv om A-vektet og ITU-R 468-vektet signal-til-støyforhold ikke kan sammenlignes direkte, er det bemerkelsesverdig at for en hvit støykilde vil ITU-R 468-måling gi 2,7 dB mer støy, tilsvarende en lavere SN . Forskjellen mellom A-vektet støymåling og ITU-R 468 støymålinger viser at to forforsterkere med samme A-vektede støyytelse sannsynligvis har forskjellige mengder oppfattet støy hvis deres støyspektralfordeling er forskjellig. Dessuten bærer disse kurvene lydenes hørbarhet og reflekterer ikke nødvendigvis den psykoakustiske effekten på opplevd lydkvalitet. Med andre ord, bortsett fra hørbarhet, kan forskjellige støy spektra være subjektivt mer eller mindre irriterende for lytteopplevelsen. Forvrengning er av spesiell interesse på grunn av bruk av ikke-degenererte JFET-inngangstrinn uten negativ tilbakemelding. Som forklart i artikkelen tillater ikke-tilbakemeldingsinngangsforsterkerne bruken av transconduktans-shunt-R-C-implementeringen av RIAA 75us-tidskonstanten. De eliminerer også behovet for et lavimpedans tilbakemeldingsnettverk for å bevare støyende ytelse. Til slutt tillater de å ha en ekte høyimpedansbalansert inngang som kan være nyttig for å eliminere grunnstøy selv når konvensjonelle en-endede RCA-skivbordsinnganger blir brukt. Forvrengning er ganske lav, hovedsakelig som et resultat av de små signalamplituder som er tilstede på inngangene til MM - og MC-forsterkerne. Total harmonisk forvrengning (THD) ved 1kHz og 20kHz versus inngangsnivå for MM-forampen er vist i figur 11 nedenfor. Gevinsten ved 1 kHz ble satt til 35 dB. Legg merke til at forvridning stiger gradvis med økt inngangs amplitude, som forventet for et u-degenerert JFET-inngangsstadium. Av spesiell interesse er THD ved 20dB overbelastningspunktet (50mV rms), som bare er 0,016. Disse målingene ble utført med forforsterkeren satt for 35 dB forsterkning ved 1 kHz. Legg merke til at forvrengningen ved 1kHz og 20kHz ikke er veldig forskjellig. Dette forventes, fordi forvrengningen over mye av området er bestemt av det ikke-degenererte JFET-inngangsparet. THD-1 ved nominelt 5mV MM inngangsnivå er bare 0.0011. Ved 20-dB overbelastningspunktet på 50mV er det fortsatt bare 0,016. Legg merke til hvordan forvrengningen stiger gradvis. Dette er en indikasjon på at forvrengningen er myk og veloppdragen. På dette punktet er den harmoniske strukturen nesten alle tredje, som forventes fra et u-degenerert JFET differensialpar. Det er ingen høyere harmonikk av noen betydning i det hele tatt. THD-1 er fortsatt bare 0,09 ved en full 120mV inngang. Overbelastning oppstår ved starten av op amp-utgangsklipping ved 172mV-inngang, hvor THD-1 fortsatt er bare 0,2. 20-kHz THD for MM-forkampen er bare 0,01 ved 50mV-inngang, og dens mål strekker seg til høyere inngangsnivåer fordi den lavere utjevnte forsterkningsøkningen ved 20kHz holder opp amp-utgangstrinnet fra klipping så tidlig. THD-20 når ikke 1,0 til et meget stort inngangsnivå på 500mV rms er påført. Faktisk forblir en 20kHz sinusbølge ganske sinusformet og utviser meget myk klippingadferd opp til en fullstendig 900mV-inngang. Robustiteten til høyfrekvent overbelastning skyldes i stor grad bruken av transconductance-shunt RC-tilnærmingen for å implementere RIAA 75us-tidskonstanten i første fase, som holder høyfrekvensspenningen svingende lavt rett fra begynnelsen av signalet kjede. Forvrengning for MC-preampen er vist i figur 12 nedenfor. I dette tilfellet er gevinsten satt til 55 dB. Som i tilfelle av MM-forkampen, er det maksimale inngangsnivået ved 1 kHz begrenset ved å klippe utgangsforsterkeren på ca. 10 V rms. THD-1 er bare 0,001 på et inngangsnivå på 2,5mV. THD-1 ved et nominelt inngangsnivå på 500uV er ikke målbart. Ved et 20-dB overbelastningsnivå på 5mV over 500uV er THD-1 fortsatt bare 0,003. Like under utgangsklipping, med et inngangsnivå på 17mV, er THD-1 bare 0,03. Som med MM-preampen, er THD-20 i MC-preampen lik den på 1kHz fordi forvrengning i det ikke-degenererte JFET-inngangsparet dominerer. Som tidligere utvider 20kHz ytelsen til høyere inngangsspenningsnivåer fordi utgangsstykklipping ikke forekommer før mye høyere inngangsnivåer som følge av den lavere forsterkningen ved 20kHz. Ved et inngangsnivå på 10mV, 26dB over 500uV nominelt inngangsreferanse nivå, er THD-20 bare 0,007. På et inngangsnivå på 50mV, fullt 40dB over 500uV, THD-20 er bare 0,37. Selv ved 100mV er THD-20 bare 3 og MC-scenen er i myk klipping. Overbelastningsmargin for MM og MC preamps ved 1kHz og 20kHz er oppsummert nedenfor. Overbelastning er uttrykt som rms inngangsspenningsnivå. Overbelastning er oppgitt når THD når 1. Inngangsoverbelastningsmarginen for preampene er utrolige ved 20kHz på grunn av transconductance-shunt R-C implementering av RIAA 75us tidskonstanten. I 1-kHz-tilfellene blir den maksimale overbelastningsmarginen ganske enkelt diktert av maksimal utgang på forsterkeren, som er omtrent 10V rms. Gain ved 1kHz for MM og MC preamps ble satt til 35dB og 55dB for overbelastning målinger. Real-overbelastning av MM-forampen når den drives fra en patron i dempet modus, er enda litt større. Dette skyldes lavpasningsfilteret som dannes foran inngangsstaten ved patronens induktans og den lavere-enn-vanlige patronens lastmotstand. Den lavpassede cut-offen i den dempede EQ-modusen starter ved 8kHz. Den store høyfrekvente inngangsnivåtoleransen for både MM - og MC-forkaster bidrar også til spesielt god EMI-immunitet. Dette er et direkte resultat av bruk av JFET-er ved inngangen i kombinasjon med gm-shunt R-C 75us EQ som forhindrer at store amplitude-høyfrekvenssignaler forplanter seg gjennom signalveien. 15. JFET-forsterkning Innspillstrinnene i MM - og MC-forsterkerne virker uten negativ tilbakemelding, slik at forsterkningen på grunn av variasjoner mellom enhetene til enhetene mellom JFET er av interesse. Det er derfor få trimkrukere ble satt inn i signalveien til preampene. 10 forskjellige LS844 JFETer fra to forskjellige batcher som ble produsert to år fra hverandre, viste en forsterkning på bare 0,7 dB. Dette er imponerende, spesielt gitt at terskelspenningene i den første batchen var i størrelsesorden 1.6V og de andre batchene var i størrelsesorden 0,6V. Nøkkelen til denne lille forsterkningen er at differensialpar av samme type enhet pleier å ha tilsvarende gevinst når de drives i samme hale strøm. Som nevnt ovenfor, er dette materialet ment å være supplement til VinylTrak153 preamp artikkelen som dukket opp i Volume 4 of Linear Audio, og at artikkelen bør leses først, da den inneholder de fleste tekniske detaljer i designet. 1. VinylTrak - En fullt utvalgt MMMC Phono Preamp, Bob Cordell, Linear Audio, Volume 4, September 2012, tilgjengelig på lineaudio. 2. På RIAA Equalization Networks, Stanley Lipshitz, JAES, juni 1979. 3. Privat kommunikasjon med Marcel van de Gevel. 4. Forforsterker 2012, Douglas Self, Elektor, del 2, mai 2012. Det er så mange som 20 000 gateleverandører i New York City-hotdynsleverandører, blomsteleverandører, t-skjorteleverandører, gatekunstnere, fancy matbiler og mange andre . De er små forretningsfolk som sliter med å få endene møtes. De fleste er innvandrere og farger. Noen er amerikanske militære veteraner som tjente sitt land. De jobber lange timer under tøffe forhold, og ber om noe annet enn en sjanse til å selge sine varer på den offentlige fortauet. Likevel, i de senere årene har leverandørene blitt ofre for New Yorkers aggressive livskvalitet. De har blitt nektet tilgang til salgstillatelser. Mange gater har blitt stengt for dem ved oppfordring av kraftige bedriftsgrupper. De mottar ublu billetter til mindre brudd som salgsautomat for nær en krysstur mer enn noen store bedrifter må betale for tilsvarende brudd. Street Vendor Project er et medlemskapsbasert prosjekt med nesten 2000 leverandører medlemmer som jobber sammen for å skape en leverandørbevegelse for permanent forandring. Vi kommer ut til leverandører i gatene og lagringshusene og lærer dem om deres juridiske rettigheter og ansvar. Vi holder møter der vi planlegger kollektive tiltak for å få våre stemmer hørt. Vi publiserer rapporter og saksøksmål for å øke offentlig bevissthet om leverandører og det enorme bidraget de gjør til vår by. Til slutt hjelper vi leverandører til å vokse sine virksomheter ved å knytte dem sammen med småbedrifter og lån. Street Vendor Project er en del av Urban Justice Center. en ideell organisasjon som gir juridisk representasjon og advocacy til ulike marginaliserte grupper av New Yorkere. Siste nytt
No comments:
Post a Comment